1 引言

　　普通硅材料由于物理性質(zhì)的制約，在制造高頻大功率方面有很大困難，而Si/SiGe材料在這方面具有很大優(yōu)勢(shì)。Si/SiGe材料由于它們的晶格常數(shù)很接近，在硅襯底上外延生長(zhǎng)的Si1-xGex合金材料帶隙隨鍺組分增加而變窄。如果采用窄帶Si1-xGex作為晶體管基區(qū)，利用硅作為集電極和發(fā)射極就可以構(gòu)成雙異質(zhì)結(jié)晶體管（HBT）。利用Si/SiGe HBT基區(qū)Si1-xGex帶隙窄，且價(jià)帶上移變窄的特性，基區(qū)空穴向發(fā)射區(qū)擴(kuò)散比電子從發(fā)射區(qū)擴(kuò)散到基區(qū)遇到更高的勢(shì)壘，使得異質(zhì)結(jié)比同質(zhì)結(jié)的電子、空穴注入比大很多，因而大大提高了晶體管的電流增益。即可以通過改變Si1-xGex基區(qū)鍺組分調(diào)節(jié)電流增益，而不再受到基區(qū)摻雜的影響。這樣在功率晶體管的設(shè)計(jì)中，就可以適當(dāng)提高基區(qū)摻雜，以減少基區(qū)電阻，克服大注入下的基區(qū)電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)，從而在保持較高工作頻率的前提下提高功率晶體管的輸出功率。因此SiGe HBT在微波通信與信息系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用。

　　在用這種晶體管設(shè)計(jì)具體電路時(shí)，經(jīng)常借助PSPICE或MATLAB軟件包進(jìn)行模擬仿真，而在仿真時(shí)需要提供HBT的典型模型參數(shù)才行。本文對(duì)研制的Si/SiGe 異質(zhì)結(jié)晶體管[1]的參數(shù)進(jìn)行了參數(shù)測(cè)量與提取，并用PSPICE和MATLAB技術(shù)對(duì)該管的交直流特性進(jìn)行了模擬仿真和分析。

　　2 直流參數(shù)提取

　　現(xiàn)在流行的PSPICE軟件中使用的晶體管模型大多是EM2或GP模型，筆者按照這一模型的要求對(duì)我們研制的HBT的主要直流參數(shù)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)提取[2]。

　　（1）正反向電流增益BF和BR，正反向厄利電壓VAF和VAR：在管子的正常工作電壓與偏壓下，測(cè)得結(jié)果為BF=25，BR=1.9e-2，VAF=55V，VAR=38.3V。

　　（2）發(fā)射極串聯(lián)電阻RE：C極開路時(shí)，直接測(cè)量BE結(jié)的I-V特性曲線，得到導(dǎo)通時(shí)的曲線斜率即為RE。測(cè)量時(shí)曲線有大電流和小電流兩種情況，大電流RE=7.39W，小電流RE=18.6W。

　　（3）集電極電阻RC：它是模擬晶體管有效集電區(qū)和集電極端子之間的電阻，近似作為常量處理，測(cè)量管子的正常I-V特性曲線，取其中進(jìn)入工作區(qū)之前的部分，得到斜率的倒數(shù)即為RC，其值為27.3W。

　　（4）基極電阻RB：由于不具備諧振法測(cè)量手段，因此根據(jù)管子的實(shí)際版圖尺寸計(jì)算得出RB約為200Ω。

　　（5）飽和電流ISM：令BC短路，測(cè)量IC-VBE曲線，做出指數(shù)坐標(biāo)曲線，在中大電流上曲線的反向延長(zhǎng)線外推至VBE=0，得到了飽和電流ISM=2.46e-14A，由于沒有條件測(cè)量真正的IC電流，本測(cè)量過程中測(cè)量的是IC+IB，因此對(duì)所測(cè)量的數(shù)據(jù)進(jìn)行處理才能得到真正的IC電流，IC=ISM（BF/（BF+1））=2.446e-14A。

　　（6）飽和漏電流ISE、ISC和發(fā)射系數(shù)NF：ISE是在集電極開路時(shí)測(cè)量IBE-VBE，做出指數(shù)坐標(biāo)曲線，在中大電流上曲線的反向延長(zhǎng)線外推至VBE=0，得到了飽和漏電流ISE=3.67e-14A；ISC是在發(fā)射極開路時(shí)測(cè)量IBC-VBC，做出指數(shù)坐標(biāo)曲線，在中大電流上曲線的反向延長(zhǎng)線外推至VBC=0，得到了飽和漏電流ISC=4.25e-12A；NF是測(cè)量IC-VBE指數(shù)坐標(biāo)曲線，大電流的斜率為q/（NF·K·T），求出NF=1.265。

　　（7）膝點(diǎn)電流IKF和IKR：IKF是令BC短路時(shí)測(cè)量IC-VBE指數(shù)坐標(biāo)曲線，中電流與大電流的延長(zhǎng)線交點(diǎn)即為IKF=6.824mA，將C極與E極交換可測(cè)得IKR=2.212mA。

　　用以上實(shí)驗(yàn)方法提取的參數(shù)在PSPICE軟件平臺(tái)上模擬出小注入情況下直流輸出特性曲線如圖1（a）所示，實(shí)測(cè)直流輸出特性曲線如圖1（b）所示。由圖可知，小注入電流增益接近穩(wěn)定值，厄利電壓較高說明器件飽和特性較好，當(dāng)IC電流為1.5mA時(shí)，室溫下BF=25，這樣就保證器件具有良好的放大特性，能夠滿足射頻放大電路的需要，模擬和實(shí)測(cè)結(jié)果基本吻合。

　　3 高頻參數(shù)提取

　　在分析晶體管的高頻特性時(shí)，管子的內(nèi)基區(qū)電阻隨IC增加而降低，外基區(qū)電阻幾乎不隨電流變化，這與直流基極電阻是不同的，射極電阻RE也隨外加電壓VA的變化產(chǎn)生變化。本實(shí)驗(yàn)中VA=1V時(shí)測(cè)得RE=12.5W，在工作點(diǎn)IC=20mA，VCE=3V時(shí)估算得RB=200W；在共射極電路中晶體管內(nèi)基極電流在內(nèi)外基區(qū)的流動(dòng)實(shí)際上主要沿平行于集電結(jié)的方向,因此應(yīng)該用具有分布參數(shù)的RC網(wǎng)絡(luò)模擬其特性，但這不便于計(jì)算，一般選取包含有限數(shù)量集總參數(shù)的晶體管高頻小信號(hào)混合π模型，由于是在未進(jìn)行管殼封裝的管子上實(shí)驗(yàn)，因此忽略電極引線電感和管殼寄生電容的影響，圖中畫出的引線電感是為了分析的需要而按照經(jīng)驗(yàn)值設(shè)定的。影響器件高頻性能的主要參數(shù)是發(fā)射結(jié)電容CJE和集電結(jié)電容CJC，另外也跟RE和RB有關(guān)，后兩個(gè)參數(shù)隨偏置工作點(diǎn)的變化而變化，本文選取工作點(diǎn)VCE=3V，IC=20mA。

　　3.1 模型參數(shù)的測(cè)量與計(jì)算

　　（1）CJC，CJE，VJC，VJE，MJC，MJE：這是幾個(gè)主要的高頻參數(shù)，測(cè)量時(shí)，利用HP4280A 1MHz C-METER/C-V PLOTER 高頻C-V測(cè)量?jī)x測(cè)量高頻結(jié)電容，分別測(cè)量封裝后的管子BE與BC結(jié)電極的正反向電容CM，并對(duì)沒有管芯的空管殼的雜散電容CK進(jìn)行測(cè)量，用以對(duì)測(cè)量后的結(jié)果進(jìn)行補(bǔ)償；由以下公式得到VJX和MJX。CM=CJ0/（1－V/VJX）MJX+CK式中VJX代表BC結(jié)內(nèi)建電勢(shì)或BE結(jié)內(nèi)建電勢(shì)VJE；MJX代表集電極電容漸變系數(shù)MJC或發(fā)射極電容漸變系數(shù)MJE；CJ0代表零偏結(jié)電容CJE或CJC，計(jì)算時(shí)先代入零偏值得到CJ0，然后用方程聯(lián)立方式和優(yōu)化技術(shù)得到它們的值[2]。測(cè)量和計(jì)算的結(jié)果分別為：CJC=2.4455e-12F，CJE=1.43875e-12F，MJE=0.257，MJC=0.346，VJE=0.6V，VJC=0.58V。

　　(2)，ＣＭ，Ｃπ，gm：IB=IC / BF，VT=K·T/q，rπ= VT / IB，ro =VAF/ IC ，gm＝BF/ rπ；因?yàn)檎�常工作時(shí)晶體管的基極-集電極電壓為負(fù)，基極-集電極電容僅由結(jié)電容來確定，ＣＭ=CJC(1－VBC/VJC)∧(－MJC)，Ｃπ＝IS·TF/VT·exp(VBE/VT)＋CJE·0.5(－MJE)·(1－MJE＋2MJE·VBE/VJE)，等式右邊第一項(xiàng)代表勢(shì)壘電容，第二項(xiàng)代表結(jié)電容。式中TF由測(cè)量得到的fT值推算得出，其值為69.23ps；K為玻爾茲曼常數(shù)； q為電子的電量；T為室溫300K。

　　3.2 模擬結(jié)果與分析

　　由于HBT的高頻特性是隨著工作點(diǎn)的變化而變化的，模型中有些參數(shù)難以用實(shí)驗(yàn)的方法測(cè)定，而是根據(jù)原理公式結(jié)合管子的實(shí)際版圖尺寸估算出某個(gè)工作點(diǎn)下的參數(shù)值。當(dāng)工作點(diǎn)變化時(shí)，用PSPICE軟件包模擬起來不便于修改參數(shù)，也不便于顯示S參數(shù)變化規(guī)律，因此我們選用MATLAB技術(shù)，根據(jù)上述測(cè)量計(jì)算得到的參數(shù)結(jié)果，在MATLAB平臺(tái)上模擬出管子的一些頻率特性。其中輸入/輸出阻抗特性曲線如圖2所示，圖上虛線代表考慮串聯(lián)電阻時(shí)管子的阻抗特性，實(shí)線代表忽略串聯(lián)電阻時(shí)的阻抗特性。由圖2（a）看到，基極串聯(lián)電阻導(dǎo)致輸入阻抗增大，而輸出阻抗情況則不同，如圖2（b）所示，這時(shí)基極電阻不起作用，輸出電阻ro起主要作用，若計(jì)及管殼電容Cbc，則Cbc與RB構(gòu)成反饋也影響輸出阻抗。

　　對(duì)于射頻[3]微波器件，終端開路和短路的測(cè)量條件不容易實(shí)現(xiàn)，且易造成待測(cè)器件的損壞，因此常用散射參量來描述其高頻特性。由Z參數(shù)容易計(jì)算出S參數(shù)，管子的輸入反射系數(shù)S11和增益S21分別表示在Smith圓圖和極坐標(biāo)系中，如圖3所示，圖中順時(shí)針方向表示頻率增加的方向。從圖3（a）看出（左右兩段弧分別對(duì)應(yīng)管芯和整個(gè)管子的情況），輸入反射系數(shù)的模值越大，則輸入阻抗模值也越大，只不過用S11描述時(shí)，更容易看出相位的變化情況。計(jì)及串聯(lián)電阻時(shí)，輸入阻抗的實(shí)部增大，S11沿等實(shí)圓半徑減小的方向移動(dòng)即右移，隨著頻率的增加，虛部的絕對(duì)值變小，S11沿等虛圓半徑增大的方向移動(dòng)即左移，這是BE結(jié)電容起作用的結(jié)果，這與圖2（a）的結(jié)論是相吻合的。由圖3（b）看出，發(fā)射極電阻的引入（對(duì)應(yīng)圖中內(nèi)層小弧線）導(dǎo)致在整個(gè)頻率范圍內(nèi)（1MHz～6GHz）的增益顯著下降；另外，為了觀察管子的特征頻率fT，我們將S21參數(shù)轉(zhuǎn)化為H21參數(shù)，模擬結(jié)果如圖4所示（上下曲線分別對(duì)應(yīng)管芯和整個(gè)管子的情況）,由圖看出，在IC=20mA，VCE=3V時(shí)fT >2GHz，這與圖5的測(cè)量結(jié)果[1]也是相吻合的。

　　4 結(jié)束語(yǔ)

　　SiGe HBT 具有高速高頻和大功率的特點(diǎn)，因而在功率放大和低噪聲放大及濾波等射頻微波通信系統(tǒng)中有著廣泛應(yīng)用，本文通過實(shí)驗(yàn)測(cè)量和理論計(jì)算相結(jié)合的方法提取出我室研制的SiGe HBT的管芯的SPICE參數(shù)，在PSPICE和MATLAB平臺(tái)上分別模擬出其直流與交流特性，獲得了滿意的效果，說明本文采用的方法是可行的，得到的參數(shù)結(jié)果是客觀有效的，為下一步設(shè)計(jì)微波通信系列集成電路奠定了基礎(chǔ)。